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LT1248在PFC整流电路中的应用

Application of LT1248 in PFC Rectification Circuit

华中科技大学 李 亮 刘邦银


引言 LT1248是凌特公司推出的一款功能较强大的PFC(power factor correct)控制芯片。该芯片采用DIP16封装,具有以下特点:

(1)能够适应宽范围内的负载变化。

(2)采用平均电流控制方法。

(3)输出驱动电流峰值达1.5A。

(4)低静态工作电流、高开关噪声抑制。

(5)内部集成了多重的保护。

(6)特有同步信号处理能力。

LT1248在开关电源的前级输入预调制器和UPS整流侧PFC电路等AC-DC变换场合,能够很好的控制输入功率因数,减少对电网的干扰,有着很高的应用价值。

LT1248的内部结构和工作原理
LT1248的内部结构如图1所示,按功能的不同大体分为三个部分,基本运算单元(含电压误差放大器、乘法器、电流放大器);

图1 LT1248的内部结构图(略)

保护单元(含过压保护电路、过流保护电路、欠压保护电路、开机软启动电路和保护信号综合电路);
功能实现单元(含PWM比较器、RS触发器、同步信号发生器、振荡器、图腾柱和7.5V基准输出等)。 基本运算单元 LT1248基本运算单元的控制结构框图如图2所示。图中基本运算单元将11脚检测到的输出电压反馈信号与内部7.5V给定电压相减,经电压调节器后,与6脚检测到的输入电压反馈信号相乘,得到输入电流给定指令,再与4脚检测到的输入电流反馈相减,经电流调节器,形成控制量,该控制量与三角波比较,生成占空比可调的PWM驱动脉冲,驱动电路中的开关管的通断,最终实现APFC控制的目的。常见的输入电流给定信号与输入电流反馈信号的比较策略有三种:峰值电流比较、滞环电流比较和平均电流比较。前两种比较策略所用的器件较少,但是容易受噪声的干扰,使系统控制精度降低。LT1248采用的是平均电流比较的策略,很好的提高了控制的精度。同时,LT1248采用的是电压电流双环控制的方法,电压环的输出成为电流环的给定,这样即保证了输出电压的恒定,又保证了输入电流与输入电压的同相位,同时也提高了系统控制动态特性。 图2 LT1248基本运算单元控制结构框图(略)

保护单元
LT1248除了可以完成基本的驱动开关管功能之外,还集成了完善的过压、过流保护和欠压封锁等功能。

过压保护在芯片内部有三重保护:

(1)由8脚OVP检测到输出电压信号,与7.9V相比,比较器输出低电平封锁乘法器的输出,使乘法器输出电流为零。

(2)因为电流放大器有失调电压,当IM=0A时,电流放大器也会有输出,输出电压可能继续增大,这时,VSENSE检测过大,使7脚VAOUT<2.2V,比较器M1输出高电平,7 A的电流源通过二极管对ISENSE的外接电阻充电,抵消电流放大器反相输入端的负分量,使电流放大器输出近似为零。最终将输出电压误差维持在2V之内。

(3)在外围电路中可以通过检测输出电压来设置EN/SYNC脚,构成第三重的过压保护。确保电路安全可靠。

过流保护在芯片内部有两重保护:

(1)由脚12外接的电阻RSET设置的,根据公式 (略),通过设定RSET,就可以控制IM的大小,而IM又和输入电流存在一定的比例关系(由外围电路选择有关),进而控制输入电流的最大值。

(2)保护(1)中,只能限制IM的最大值不变,电流放大器仍有输出信号,此时如果输入电流还要增大,则通过脚2(PKLIM)直接检测过流信号,复位RS触发器,形成第二重过流保护。

欠压封锁功能通过一个带滞环的比较器方便的实现。比较器同相输入端接VCC,反相端比较上限为16V,下限为10V,当VCC>16V时,开放软启动控制器,VREF输出7.5V。只要VCC不低于10V,LT1248就一直工作正常。一旦VCC<10V,封锁软启动控制器和VREF,输出脉冲同时也被与门封锁。

LT1248在PFC整流电路中的应用
本设计的PFC整流电路的技术指标为:

输入电压范围:150VAC~270VAC;

额定输入电压:220VAC;

额定输出电压:380VDC;

满载输入电流:6.8AAC;
满载输入功率:1.5KW;

输入功率因数:0.95以上,

具体实现电路图如图3所示。
图3  LT1248在PFC整流电路中的应用实例(略)

RC振荡电路
该电路决定了PFC工作的频率,R越大,充电电流越小,充电时间越长,频率越小。反之,R越小,频率则越大。频率越大,输入电流跟踪特性越好,输入谐波越小,但电磁干扰也会更严重一些,对器件的要求也相应越高。该芯片频率的计算公式为: f=1.5/(R_{SET} C_{SET})。一般来说,PFC可以工作在100kHz左右,随着输入功率的增大,工作频率要相应降低。本设计考虑输入功率较大,选择f=20kHz。此时,选RSET=75K ,CSET=1n。 输出电压检测和电压误差放大器 在直流输出端接电阻分压,分压比为50﹕1,为了不消耗过大的能量,提高效率,取分压电阻为1M 和20K 。该检测电压直接送OVP用来检测过压保护。同时,通过电阻R6=20K 送电压误差放大器的反相端输入VSENSE。反馈电路的参数设计为:R7=330K ,C6=0.47 F,C5=0.047 F,这里C5较小,起滤波作用,忽略C5得该电路传递函数: 公式(略)

比例系数为-16.5,积分时间常数为0.1551。
输入电流检测和电流误差放大器 由于RSET=75K ,IM(MAX)=3.75V/ 75K =0.05mA,而主电路的最大电流值为:

公式(略)


(这里K可选1.1~1.3之间的值)
电流互感器检测比为100:1,故IS=170mA,由公式,取R3=3.4K ,R_{S}=\frac{1_{M(MAS)} R_{3}}{I_{S}},取R3=3.4K ,RS=1 。
值得注意的是这里的电流检测值不是由ISENSE直接输入的,而是通过MOUT输入一个负电平,与IM送来的给定电流值相加,形成加法电路,实际还是相当于给定电流与反馈电流相减的作用。

电流误差放大器的反馈参数设计为:C3=100pF,C4=1nF,R4=4K ,R5=20K 。
过流保护电路 因为内部第一重过流保护设的是17A,所以这里设20A为第二重的过流保护。RS左端电压为 0.2V,又因为脚2(PKLIM)有50 A的静态输出电流,所以得: \frac{0.2}{R_{9}}=\frac{7.5}{R_{10}+50 A}
取R9=1K ,R10=51K 。
软启动电路 LT1248上电后,输出电压还没有升到额定值,此时如果给定的电压突然加上,就会使电压误差放大器输出过大。所以,在13引脚(SS)接上一个RC充电的回路,内置一个12 A的电流源,上电后由电流源给SS端充电,直到+7.5V停止。这里设R=50K ,C=0.01 F,充电时间常数为RC=5 104 10 8=0.5ms。大约3~5个时间常数后电容上电压充满。 驱动脉冲

输出电路
外接一个10 的电阻接到MOSFET驱动端,防止驱动过流,同时通过一个15V的稳压管接地,将该处电平钳位在15V。
实验结果波形与分析
图4是100%阻性满载时,PFC整流输入电压与输出电压的波形,电压探头10倍衰减,电流钳的检测比为1A/10mV,由实验波形可以看出,电流波形和电压波形基本同相位,且近似为正弦,很好的做到了输入功率因数校正的作用。

图4 100%阻性满载时,输入电压与输出电流波形(略)

图5 100%阻性满载时,输入电流波形THD分析(略)

图5是用wavestar软件分析的100%阻性满载时输入电流波形的THD,计算得THD=3.152%。

另外,在试验过程中,做了空载,30%,60%,100%,120%,150%等负载下的电流波形试验。因为相差1度功率因数为99.98%,相差10度也有98.48%,所以电流的波形畸变率是关系到功率因数高低的重要标志。表1记载的是各种负载情况下输入电流波形THD值。表中发现空载时情况最为恶劣,不仅电流波形THD高,而且电流与电压相位差大,随着负载的增加,相位差基本趋于零,电流波形THD下降,到满载时降到最低,接着又随负载的过载而略有增加。这是因为当负载变化时,整个系统的控制模型发生了变化,而基于满载时设计的电压、电流反馈的PI参数是一个定值,所以造成了空载、轻载时输入电流THD过大的情况。
表1 (略)

总结
本文对PFC控制芯片LT1248的内部结构和工作原理做了细致阐述,介绍了应用LT1248的PFC整流电路的设计实例,最后给出了试验的波形并进行了分析。采用LT1248做控制芯片的PFC电路,设计简单,输入电流波形好,省去了复杂的软件编制,并集成了多重保护,做到了硬件电路设计的小型化与简单化,能够在实际生产中推广应用。
《世界电子元器件》2006.1
         
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